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搞定反激電路設(shè)計！基于不同反饋形式的環(huán)路補償網(wǎng)絡(luò)
時間:2025-04-22
來源: SCT芯洲科技
在現(xiàn)代電子設(shè)備中，反激電路作為一種高性價比的開關(guān)電源結(jié)構(gòu)，廣泛應(yīng)用于家電、工業(yè)及汽車等領(lǐng)域的小功率供電場景。無論是在車載電子設(shè)備還是智能家居中，反激電路的設(shè)計都至關(guān)重要。本文基于芯洲科技SCT81623Q反激控制器，深入探討反激電路的環(huán)路設(shè)計，重點解析輔助繞組反饋和光耦反饋兩種形式，幫助優(yōu)化補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計，提升電源系統(tǒng)的穩(wěn)定性和效率。
芯洲科技SCT81623Q是一款非同步反激控制器，支持連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM），適用于汽車12V蓄電池供電系統(tǒng)，可提供2A負載電流下的12V穩(wěn)定輸出。其輸入耐壓高達62V，可直接連接乘用車或商用車電池系統(tǒng)，無需輔助繞組供電。為降低MOSFET電流應(yīng)力并提升效率，設(shè)計采用200kHz開關(guān)頻率以最小化開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗。
一、CCM 反激電路小信號建模
圖1 反激電路整體控制框圖
其中：
- Gvd(s) 是占空比到輸出電壓的傳遞函數(shù)
- Gid(s) 是占空比到電感電流的傳遞函數(shù)
- H(s) 是反饋網(wǎng)絡(luò)和補償網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)
- Fm 是調(diào)制比
- RSNS 是電流采樣電阻
圖2 反激電路開關(guān)狀態(tài)圖
當開關(guān)Q導(dǎo)通時，電流流入變壓器初級線圈，電流線性上升，能量存儲在原邊繞組中，次邊感應(yīng)電流被二極管反向截止。當開關(guān)Q斷開時，初級線圈電流瞬間關(guān)斷，能量通過次級線圈同二極管組成電流通路，傳遞到輸出電容并給輸出負載供電。
忽略開關(guān)周期中的紋波，對開關(guān)狀態(tài)做平均化處理，引入小信號干擾并結(jié)合穩(wěn)態(tài)分析，可得到功率級的整體開環(huán)傳遞函數(shù)，詳情請點擊閱讀原文：
如果考慮輸出電容的ESR，CCM下的反激電路有一個右半平面零點，一個輸出極點和一個高頻零點：
二、閉環(huán)補償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計
根據(jù)不同的反饋電路形式，我們將對輔助繞組反饋和光耦反饋的補償環(huán)路分別做討論：
2.1 輔助繞組反饋
圖3 帶輔助繞組反饋的SCT81623Q反激變換器典型電路
- 歸一化變壓器
輔助繞組反饋下，隔離側(cè)的輸出信息并沒有直接反饋至反激控制器，通過輔助繞組上模擬的假負載來實現(xiàn)隔離側(cè)輸出的相對穩(wěn)定。因此在設(shè)計反饋補償網(wǎng)絡(luò)時，應(yīng)將隔離側(cè)的輸出負載情況歸一到輔助繞組側(cè)，將變壓器簡化為只有一組原邊一組副邊的形式。
圖4 歸一化變壓器
- 補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計
SCT81623Q采用峰值電流模式控制，便于補償和快速瞬態(tài)響應(yīng)。通過輔助繞組，利用外部電阻R3、電容C1和可選的C2連接到COMP引腳和內(nèi)置的部分補償網(wǎng)絡(luò)可共同實現(xiàn)絕大多數(shù)工況下的良好環(huán)路補償。注意通常C1>>C2，補償環(huán)路的傳遞函數(shù)如下：
其中：
- gm是誤差放大器的跨導(dǎo)
該補償環(huán)路能夠提供兩個極點和一個零點，分別如下：
在確定具體的RC網(wǎng)絡(luò)值之前，通常需要先確定閉環(huán)系統(tǒng)的穿越頻率。將穿越頻率設(shè)置在fCROSS = fRHZ/5是較為合理的，能獲得穩(wěn)定的系統(tǒng)和良好的動態(tài)負載響應(yīng)。閉環(huán)傳遞函數(shù)在穿越頻率處是單位增益，從而可以推導(dǎo)出補償電阻R3取值：
可選的補償電容C2對大多數(shù)應(yīng)用來說并非必需。如果ESR零點fZ1位于開關(guān)頻率的一半以下，則可將其放置在fZ1附近。補償電容C1主要用于提升相位，為了簡化零點fZ2的選擇，一個較好的原則是將fZ2放置在fCROSS和fP1的幾何平均值之間：
2.2 光耦反饋
圖5 帶光耦反饋的SCT81623Q反激變換器典型電路
為了獲得隔離側(cè)準確穩(wěn)定的輸出，可使用光耦器件和外部基準源（TL431）組成隔離的反饋和補償網(wǎng)絡(luò)。在這種反饋方式下，芯片F(xiàn)B引腳直接連接到地，COMP引腳通過外部上拉電阻上拉到外部電壓（VCC）以從光耦獲得反饋信號。
- 補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計
通過光耦，使用外部網(wǎng)絡(luò)包括連接到COMP引腳的補償電阻R3和補償電器C1，連接到基準源TL431的反饋電阻R4和電容C2，用于環(huán)路補償?？梢缘玫窖a償網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)：
該補償網(wǎng)絡(luò)提供兩個零點和一個極點，分別為：
反饋電阻選取
R1和R2是輸出電壓的分壓網(wǎng)絡(luò)電阻。TL431的參考電壓是VREF=2.5V。通常建議選擇R2在1到10kΩ之間。然后，R1可以計算為：
穿越頻率選取
為了獲得安全穩(wěn)定的環(huán)路，穿越頻率選擇為右半平面零點的1/5：
光耦電阻選取
CTR（電流傳輸比）KOPTO典型值為1，光耦的集電極電流為1mA。應(yīng)保證集電極電阻能夠獲得有效的COMP電壓：
其中：VCOMP_H是高鉗位電壓，典型值為2.55V
由于VCC典型值為6.1V，這里選擇RC=4.99kΩ。正向?qū)娮钁?yīng)確保BJT飽和時導(dǎo)通電流足夠。
其中：
- VF 是LED的正向電壓，通常為1.25V
- VCE_SAT是BJT的飽和電壓，通常為0.4V
在穿越頻率處，反饋環(huán)路將有單位增益。中頻增益可以推導(dǎo)為：
從而正向?qū)娮杩梢杂上率降玫剑?/p>
RF不應(yīng)超過RFMAX值，在大多數(shù)應(yīng)用中RFMAX被選取。
補償網(wǎng)絡(luò)值選取
補償電阻R3對穿越頻率有很大影響。穿越頻率越高，閉環(huán)環(huán)路對瞬態(tài)變化的反應(yīng)越快。降低R3的電阻值可以降低頻率，有助于提高控制環(huán)路在規(guī)定的供電電壓范圍內(nèi)的穩(wěn)定性。知道所需的環(huán)路穿越頻率，R3可以使用下式計算：
其中：
- GCOMP典型值為0.24
補償電容C1用于提升環(huán)路相位，通常我們可以將低頻零點放置在穿越頻率和開環(huán)系統(tǒng)的低頻極點的幾何平均值處。
TL431補償網(wǎng)絡(luò)選取
通常，一個較好的原則是將零點fZ2放置在和極點fP2相同位置以抵消極點fP2。因此，C2和R4可以很容易地選?。?/p>
三、設(shè)計示例
下表給出了光耦反饋示例的設(shè)計參數(shù)。
圖6 反激變換器功率級設(shè)計參數(shù)表
根據(jù)2.2的設(shè)計過程，得到基于光耦反饋的補償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)
圖7 反激變換器補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計參數(shù)表
搭建了相同參數(shù)下的SCT81623Q的實測電路，利用環(huán)路分析儀測得其閉環(huán)波特圖結(jié)果如下，從實測結(jié)果看有較好的相位裕度PM及增益裕度GM, 穿越頻率與設(shè)計值相比偏小，這是由于式(14)的設(shè)計忽略了低頻零極點對的影響，為提高瞬態(tài)響應(yīng)，可適當減小COMP補償電容，犧牲部分相位裕度獲得更高的環(huán)路帶寬，本設(shè)計指南可較好的實現(xiàn)CCM下反激電路環(huán)路補償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計。
圖8 SCT81623Q反激電路原理圖
圖9 SCT81623Q反激電路實測波特圖
芯洲科技提供多款規(guī)格的車規(guī)級反激控制器產(chǎn)品，覆蓋汽車空調(diào)壓縮機、熱管理系統(tǒng)、電驅(qū)電控等應(yīng)用，具體型號推薦及簡介如下：
你在反激電路設(shè)計中遇到過哪些挑戰(zhàn)？是環(huán)路補償難以調(diào)試？還是瞬態(tài)響應(yīng)不夠快？
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